半橋、全橋和LLC的電源系統(tǒng)以及電機(jī)控制系統(tǒng)的主功率MOSFET、同步Buck變換器的續(xù)流開關(guān)管、以及次級(jí)同步整流開關(guān)管，其體內(nèi)寄生的二極管都會(huì)經(jīng)歷反向電流恢復(fù)的過程。功率MOSFET的體二極管的反向恢復(fù)性能和快恢復(fù)二極管及肖特基二極管相比，其反向恢復(fù)速度要低很多，反向恢復(fù)電荷也要大很多，因此反向恢復(fù)的特性較差。這樣，導(dǎo)致二極管的開關(guān)損耗增加，降低系統(tǒng)的效率，同時(shí)，也會(huì)產(chǎn)生較高的振鈴，影響功率MOSFET的安全工作 。功率MOSFET數(shù)據(jù)表中，通常給出了一定條件下的Qrr和反向恢復(fù)的時(shí)間，并沒有給出和實(shí)際應(yīng)用相關(guān)的、在不同的起始電流和不同的電流下降斜率下，對(duì)應(yīng)的反向恢復(fù)特性，本文就討論這些問題并做詳細(xì)的分析。
MOSFET的結(jié)構(gòu)及反向恢復(fù)波形分析
溝槽Trench型N溝道增強(qiáng)型功率MOSFET的結(jié)構(gòu)如圖1所示，在N-epi外延層上擴(kuò)散形成P基區(qū)，然后通過刻蝕技術(shù)形成深度超過P基區(qū)的溝槽，在溝槽壁上熱氧化生成柵氧化層，再用多晶硅填充溝槽，利用自對(duì)準(zhǔn)工藝形成N+源區(qū)，背面的N+substrate為漏區(qū)，在柵極加上一定正電壓后，溝槽壁側(cè)的P基區(qū)反型，形成垂直溝道。由圖1中的結(jié)構(gòu)可以看到，P基區(qū)和N-epi形成了一個(gè)PN結(jié)，即MOSFET的寄生體二極管。
圖1 MOSFET內(nèi)部結(jié)構(gòu)
圖2 反向恢復(fù)波形
當(dāng)體二極管外加正向電壓VF時(shí)，正向電壓削弱了PN結(jié)的內(nèi)電場(chǎng)，漂移運(yùn)動(dòng)被削弱，擴(kuò)散運(yùn)動(dòng)被增強(qiáng)，擴(kuò)散和漂移的動(dòng)態(tài)平衡被破壞。結(jié)果造成P區(qū)的空穴（多子）流向N區(qū)，N區(qū)的電子(多子）流向P區(qū)，如圖1中箭頭所示。進(jìn)入P區(qū)的電子和進(jìn)入N區(qū)的空穴分別成為該區(qū)的少子。因此，在P區(qū)和N區(qū)的少子比無外加電壓時(shí)多，這些多出來的少子稱為非平衡少子。這些非平衡少子，依靠積累時(shí)濃度差在N區(qū)和P區(qū)進(jìn)行擴(kuò)散。空穴在N區(qū)擴(kuò)散過程中，同N區(qū)中的多子電子相遇而復(fù)合，距離PN結(jié)邊界越遠(yuǎn)，復(fù)合掉的空穴就越多。通常把正向?qū)〞r(shí)，非平衡少數(shù)載流子積累的現(xiàn)象叫做電荷存儲(chǔ)效應(yīng)。
當(dāng)體二極管施加反向電壓時(shí)，P區(qū)存儲(chǔ)的電子和N區(qū)存儲(chǔ)的空穴不會(huì)馬上消失，它們將通過兩個(gè)途徑逐漸減少：
a.在反向電場(chǎng)作用下，P區(qū)電子被拉回N區(qū)，N區(qū)空穴被拉回P區(qū)，形成反向漂移電流；
b.與多數(shù)載流子復(fù)合。
通過圖2可以很好地說明整個(gè)反向恢復(fù)的過程。
a.T0～T1階段，PN結(jié)處于正向偏置，即勢(shì)壘區(qū)仍然很窄，PN結(jié)的電阻很小，二極管的正向電流以一固定的di/dt逐漸減小，di/dt的大小由外電路決定；
b.T1～T2階段，二極管的存儲(chǔ)電荷在反向電壓的作用下開始掃出，但PN結(jié)仍未形成耗盡層，反向電流由掃出的過量電荷維持。因此二極管不能承受反向電壓，電流仍以di/dt速率下降；
c.T2～T3階段，PN結(jié)處等離子濃度衰減為0，即在PN結(jié)處形成耗盡層，PN結(jié)開始承受反向電壓。由于二極管反向電壓的上升，導(dǎo)致了反向恢復(fù)電流的di/dt逐漸減小；在T3時(shí)刻，二極管電壓達(dá)到VDC，di/dt降到0，掃出電流達(dá)到最大值，即IRR；
d.T3～T4階段，反向電流由從等離子區(qū)擴(kuò)散到耗盡層的載流子維持，由于等離子的持續(xù)耗散，在空間電荷區(qū)的邊緣過量電荷濃度的梯度逐漸減小，導(dǎo)致T3后的反向電流將減小。由于負(fù)di/dt的存在，二極管上的反向電壓將會(huì)出現(xiàn)超調(diào)，當(dāng)電流降為0時(shí)，反向電壓將會(huì)達(dá)到最大值。T4之后，回路進(jìn)入了RLC自由振蕩階段。
反向恢復(fù)中的di/dt分析
圖3 反向恢復(fù)仿真電路
由于di/dt直接影響了反向恢復(fù)電流IRR的大小，因此分析di/dt的變化對(duì)實(shí)際應(yīng)用將會(huì)很有意義。為分析影響di/dt大小的因素，設(shè)計(jì)了圖3所示的電路。其中U2為被測(cè)器件，U1為開關(guān)管，為電感提供電流以及為U2提供反向電壓，L1為線路的寄生電感，L2為負(fù)載電感，用來提供正向電流IF。
電路工作過程如下，當(dāng)U1導(dǎo)通時(shí)，電感L2的電流上升，其峰值電流為mosfetshi1.jpg，當(dāng)U1關(guān)斷時(shí)，L2的電流經(jīng)U2的體二極管續(xù)流，此電流即為二極管的正向?qū)娏鱅F。當(dāng)U1再次打開時(shí)，VDC通過L1、U1施加正向電壓于U2的體二極管，使其進(jìn)入反向恢復(fù)階段。
1 T2時(shí)刻之前的di/dt分析
在T2時(shí)刻之前，U2的體二極管反向?qū)娮韬苄。梢院雎圆挥?jì)，因此根據(jù)回路的KVL方程可得
(1)由式（1）可知，di/dt由三個(gè)因素決定，即VDC，VDS(U1)，L1。VDC越高，VDS(U1)、L1越小，di/dt就越大。下面通過三個(gè)試驗(yàn)來研究di/dt的變化情況。
試驗(yàn)1：改變寄生電感
由于回路的寄生電感L1改變比較困難，所以通過仿真的方法來驗(yàn)證di/dt的變化情況。圖4為L(zhǎng)1為不同電感值的仿真結(jié)果，可以看到，電感值越小，di/dt越大，反向恢復(fù)電流IRR也越大。
圖4 不同L1的反向恢復(fù)仿真波形
試驗(yàn)2：改變U1的開通速度
通過控制U1的柵極電容C1來改變U1的開通速度同樣也可以改變電流變化率di/dt，這是因?yàn)閁1的開關(guān)速度改變了VDS(U1)的變化率。圖5為改變柵極電容的實(shí)際測(cè)試結(jié)果，可以看到隨著Cgs的減小，U1的開通速度變快，di/dt變大，反向恢復(fù)電流IRR也會(huì)變大。但U1的開關(guān)速度對(duì)di/dt的影響是有限的，因?yàn)閂DS(U1)對(duì)di/dt的影響僅僅是在U1的開通期間（即di/dt變化的初期），當(dāng)U1完全開通后，di/dt僅由回路的寄生電感L1決定。
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